Кот и лиса - русская народная сказка, которую любят слушать, читать и...
В качестве схемы управления используется микросхема типа TL494CN, выпускаемая фирмой TEXAS INSTRUMENT (США). Она выпускается рядом зарубежных фирм под разными наименованиями. Например, фирма SHARP (Япония) выпускает микросхему IR3M02, фирма FAIRCHILD (США) - иА494, фирма SAMSUNG (Корея) - КА7500, фирма FUJITSU (Япония) - МВ3759 и т.д. Описание TL494 на английском языке в формате *.PDF от TEXAS INSTRUMENT (США) или от MOTOROLA .
Все эти микросхемы являются полными аналогами отечественной микросхемы КР1114ЕУ4. Рассмотрим подробно устройство и работу этой управляющей микросхемы. Она специально разработана для управления силовой частью ИБП и содержит в своем составе (рис.1):
Генератор пилообразного напряжения DA6; частота ГПН определяется номиналами резистора и конденсатора, подключенных к 5-му и 6-му выводам, и в рассматриваемом классе БП выбирается равной примерно 60 кГц;
Источник опорного стабилизированного напряжения DA5 (Uref=+5B) с внешним выходом (вывод 14);
Компаратор "мертвой зоны" DA1;
Компаратор ШИМ DA2;
Усилитель ошибки по напряжению DA3;
Усилитель ошибки по сигналу ограничения тока DA4;
Два выходных транзистора VT1 и VT2 с открытыми коллекторами и эмиттерами;
Динамический двухтактный D-триггер в режиме деления частоты на 2 - DD2;
Вспомогательные логические элементы DD1 (2-ИЛИ), DD3 (2-Й), DD4 (2-Й), DD5 (2-ИЛИ-НЕ), DD6 (2-ИЛИ-НЕ), DD7 (НЕ);
Источник постоянного напряжения с номиналом 0.1B DA7;
Источник постоянного тока с номиналом 0,7мА DA8.
Схема управления будет запускаться, т.е. на 8 и 11 выводах появятся последовательности импульсов в том случае, если на вывод 12 подать любое питающее напряжение, уровень которого находится в диапазоне от +7 до +40 В.
Всю совокупность функциональных узлов, входящих в состав ИМС TL494, можно условно разбить на цифровую и аналоговую часть (цифровой и аналоговый тракты прохождения сигналов).
К аналоговой части относятся усилители ошибок DA3, DA4, компараторы DA1, DA2, генератор пилообразного напряжения DA6, а также вспомогательные источники DA5, DA7, DA8. Все остальные элементы, в том числе и выходные транзисторы, образуют цифровую часть (цифровой тракт). Цоколёвка управляющей микросхемы TL494 представлена на (рис.2)
Рассмотрим в начале работу цифрового тракта.
Временные диаграммы, поясняющие работу микросхемы, приведены на рис. 3. Из временных диаграмм видно, что моменты появления выходных управляющих импульсов микросхемы, а также их длительность (диаграммы 12 и 13) определяются состоянием выхода логического элемента DD1 (диаграмма 5). Остальная "логика" выполняет лишь вспомогательную функцию разделения выходных импульсов DD1 на два канала. При этом длительность выходных импульсов микросхемы определяется длительностью открытого состояния ее выходных транзисторов VT1, VT2. Так как оба эти транзистора имеют открытые коллекторы и эмиттеры, то возможно двоякое их подключение.
При включении по схеме с общим эмиттером выходные импульсы снимаются с внешних коллекторных нагрузок транзисторов (с выводов 8 и 11 микросхемы), а сами импульсы направлены выбросами вниз от положительного уровня (передние фронты импульсов отрицательны). Эмиттеры транзисторов (выводы 9 и 10 микросхемы) в этом случае, как правило, заземляются. При включении по схеме с общим коллектором внешние нагрузки подключаются к эмиттерам транзисторов и выходные импульсы, направленные в этом случае выбросами вверх (передние фронты импульсов положительны), снимаются с эмиттеров транзисторов VT1, VT2. Коллекторы этих транзисторов подключаются к шине питания управляющей микросхемы (Upom).
Выходные импульсы остальных функциональных узлов, входящих в состав цифровой части микросхемы TL494, направлены выбросами вверх, независимо от схемы включения микросхемы.
Триггер DD2 является двухтактным динамическим D-триггером. Принцип его работы заключается в следующем. По переднему (положительному) фронту выходного импульса элемента DD1 состояние входа D триггера DD2 записывается во внутренний регистр. Физически это означает, что переключается первый из двух триггеров, входящих в состав DD2. Когда импульс на выходе элемента DD1 заканчивается, то по заднему (отрицательному) фронту этого импульса переключается второй триггер в составе DD2, и состояние выходов DD2 меняется (на выходе Q появляется информация, считанная со входа D). Это исключает возможность появления отпирающего импульса на базе каждого из транзисторов VT1, VT2 дважды в течение одного периода.
Действительно, пока уровень импульса на входе С триггера DD2 не изменился, состояние его выходов не изменится. Поэтому импульс передается на выход микросхемы по одному из каналов, например верхнему (DD3, DD5, VT1). Когда импульс на входе С заканчивается, триггер DD2 переключается, запирает верхний и отпирает нижний канал (DD4, DD6, VT2). Поэтому следующий импульс, поступающий на вход С и входы DD5, DD6 будет передаваться на выход микросхемы по нижнему каналу. Таким образом каждый из выходных импульсов элемента DD1 своим отрицательным фронтом переключает триггер DD2 и этим меняет канал прохождения следующего импульса. Поэтому в справочном материале на управляющую микросхему указывается, что архитектура микросхемы обеспечивает подавление двойного импульса, т.е. исключает появление двух отпирающих импульсов на базе одного и того же транзистора за период.
Рассмотрим подробно один период работы цифрового тракта микросхемы.
Появление отпирающего импульса на базе выходного транзистора верхнего (VT1) либо нижнего (VT2) канала определяется логикой работы элементов DD5, DD6 ("2ИЛИ-НЕ") и состоянием элементов DD3, DD4 ("2-Й"), которое, в свою очередь, определяется состоянием триггера DD2.
Логика работы элемента 2-ИЛИ-НЕ, как известно, заключается в том, что на выходе такого элемента появляется напряжение высокого уровня (логическая 1) в том лишь единственном случае, если на обоих его входах присутствуют низкие уровни напряжений (логические 0). При остальных возможных комбинациях входных сигналов на выходе элемента 2 ИЛИ-НЕ присутствует низкий уровень напряжения (логический 0). Поэтому если на выходе Q триггера DD2 присутствует логическая 1 (момент t1 диаграммы 5 рис.3), а на выходе /Q - логический 0, то на обоих входах элемента DD3 (2И) окажутся логические 1 и, следовательно, логическая 1 появится на выходе DD3, а значит и на одном из входов элемента DD5 (2ИЛИ-НЕ) верхнего канала. Следовательно, независимо от уровня сигнала, поступающего на второй вход этого элемента с выхода элемента DD1, состоянием выхода DD5 будет логический О, и транзистор VT1 останется в закрытом состоянии. Состоянием же выхода элемента DD4 будет логический 0, т.к. логический 0 присутствует на одном из входов DD4, поступая туда с выхода /Q триггера DD2. Логический 0 с выхода элемента DD4 поступает на один из входов элемента DD6 и обеспечивает возможность прохождения импульса через нижний канал.
Этот импульс положительной полярности (логическая 1) появится на выходе DD6, а значит и на базе VT2 на время паузы между выходными импульсами элемента DD1 (т.е. на время, когда на выходе DD1 присутствует логический 0 - интервал t1-t2 диаграммы 5 рис.13). Поэтому транзистор VT2 открывается и на его коллекторе появляется импульс выбросом вниз от положительного уровня (в случае включения по схеме с общим эмиттером).
Начало следующего выходного импульса элемента DD1 (момент t2 диаграммы 5 рис.13) не изменит состояния элементов цифрового тракта микросхемы, за исключением элемента DD6, на выходе которого появится логический 0, и поэтому транзистор VT2 закроется. Завершение выходного импульса DD1 (момент t3) обусловит изменение состояния выходов триггера DD2 на противоположное (логический 0 - на выходе Q, логическая 1 - на выходе /Q). Поэтому поменяется состояние выходов элементов DD3, DD4 (на выходе DD3 - логический 0, на выходе DD4 - логическая 1). Начавшаяся в момент t3 пауза на выходе элемента DD1 обусловит возможность открывания транзистора VT1 верхнего канала. Логический 0 на выходе элемента DD3 "подтвердит" эту возможность, превращая ее в реальное появление отпирающего импульса на базе транзистора VT1. Этот импульс длится до момента t4, после чего VT1 закрывается, и процессы повторяются.
Таким образом основная идея работы цифрового тракта микросхемы заключается в том, что длительность выходного импульса на выводах 8 и 11 (либо на выводах 9 и 10) определяется длительностью паузы между выходными импульсами элемента DD1. Элементы DD3, DD4 определяют канал прохождения импульса по сигналу низкого уровня, появление которого чередуется на выходах Q и /Q триггера DD2, управляемого тем же элементом DD1. Элементы DD5, DD6 представляют собой схемы совпадения по низкому уровню.
Для полноты описания функциональных возможностей микросхемы следует отметить еще одну важную ее особенность. Как видно из функциональной схемы рисунке входы элементов DD3, DD4 объединены и выведены на вывод 13 микросхемы. Поэтому если на вывод 13 подана логическая 1, то элементы DD3, DD4 будут работать как повторители информации с выходов Q и /Q триггера DD2. При этом элементы DD5, DD6 и транзисторы VT1, VT2 будут переключаться со сдвигом по фазе на половину периода, обеспечивая работу силовой части ИБП, построенной по двухтактной полумостовой схеме. Если на вывод 13 будет подан логический 0, то элементы DD3, DD4 будут заблокированы, т.е. состояние выходов этих элементов не будет изменяться (постоянный логический 0). Поэтому выходные импульсы элемента DD1 будут воздействовать на элементы DD5, DD6 одинаково. Элементы DD5, DD6, а значит и выходные транзисторы VT1, VT2, будут переключаться без сдвига по фазе (одновременно). Такой режим работы управляющей микросхемы используется в случае, если силовая часть ИБП выполнена по однотактной схеме. Коллекторы и эмиттеры обоих выходных транзисторов микросхемы в этом случае объединяются с целью умощнения.
В качестве "жесткой" логической единицы в двухтактных схемах используется выходное напряжение внутреннего источника микросхемы Uref (вывод 13 микросхемы объединяется с выводом 14). Теперь рассмотрим работу аналогового тракта микросхемы.
Состояние выхода DD1 определяется выходным сигналом компаратора ШИМ DA2 (диаграмма 4), поступающим на один из входов DD1. Выходной сигнал компаратора DA1 (диаграмма 2), поступающий на второй вход DD1, не влияет в нормальном режиме работы на состояние выхода DD1, которое определяется более широкими выходными импульсами ШИМ - компаратора DA2.
Кроме того, из диаграмм рис.3 видно, что при изменениях уровня напряжения на неинвентирующем входе ШИМ компаратора (диаграмма 3) ширина выходных импульсов микросхемы (диаграммы 12, 13) будет пропорционально изменяться. В нормальном режиме работы уровень напряжения на неинвентирующем входе компаратора ШИМ DA2 определяется только выходным напряжением усилителя ошибки DA3 (т.к. оно превышает выходное напряжение усилителя DA4), которое зависит от уровня сигнала обратной связи на его неинвентирующем входе (вывод 1 микросхемы). Поэтому при подаче сигнала обратной связи на вывод 1 микросхемы ширина выходных управляющих импульсов будет изменяться пропорционально изменению уровня этого сигнала обратной связи, который, в свою очередь, изменяется пропорционально изменениям уровня выходного напряжения ИБП, т.к. обратная связь заводится именно оттуда.
Промежутки времени между выходными импульсами на выводах 8 и 11 микросхемы, когда оба выходных транзистора VT1 и VT2 ее закрыты, называются "мертвыми зонами". Компаратор DA1 называется компаратором "мертвой зоны", т.к. он определяет минимально возможную ее длительность.
Поясним это подробнее.
Из временных диаграмм рис.3 следует, что если ширина выходных импульсов ШИМ-компаратора DA2 будет в силу каких-либо причин уменьшаться, то начиная с некоторой ширины этих импульсов выходные импульсы компаратора DA1 станут шире выходных импульсов ШИМ-компаратора DA2 и начнут определять состояние выхода логического элемента DD1, а значит и. ширину выходных импульсов микросхемы. Другими словами, компаратор DA1 ограничивает ширину выходных импульсов микросхемы на некотором максимальном уровне. Уровень ограничения определяется потенциалом на неинвентирующем входе компаратора DA1 (вывод 4 микросхемы) в установившемся режиме. Однако с другой стороны, потенциал на выводе 4 будет определять диапазон широтной регулировки выходных импульсов микросхемы. При увеличении потенциала на выводе 4 этот диапазон сужается. Самый широкий диапазон регулировки получается тогда, когда потенциал на выводе 4 равен 0.
Однако в этом случае появляется опасность, связанная с тем, что ширина "мертвой зоны" может стать равной 0 (например, в случае значительного возрастания потребляемого от ИБП тока). Это означает, что управляющие импульсы на выводах 8 и 11 микросхемы будут следовать непосредственно друг за другом. Поэтому может возникнуть ситуация, известная под названием "пробой по стойке". Она объясняется инерционностью силовых транзисторов инвертора, которые не могут открываться и закрываться мгновенно. Поэтому, если одновременно на базу открытого до этого транзистора подать запирающий сигнал, а на базу закрытого транзистора - отпирающий (т.е. с нулевой "мертвой зоной"), то получится ситуация, когда один транзистор еще не закрылся, а другой уже открыт.
Тогда и возникает пробой по транзисторной стойке полумоста, который заключается в протекании сквозного тока через оба транзистора. Ток этот, как видно из схемы рис. 5, минует первичную обмотку силового трансформатора и практически ничем не ограничен. Защита по току в этом случае не работает, т.к. ток не протекает через токовый датчик (на схеме не показан; конструкция и принцип действия применяемых токовых датчиков будут подробно рассмотрены в последующих разделах), а значит, этот датчик не может выдать сигнал на схему управления. Поэтому сквозной ток достигает очень большой величины за очень короткий промежуток времени.
Это приводит к резкому возрастанию выделяющейся на обоих силовых транзисторах мощности и практически мгновенному выходу их из строя (как правило, пробой). Кроме того, броском сквозного тока могут быть выведены из строя диоды силового выпрямительного моста. Процесс этот заканчивается перегоранием сетевого предохранителя, который из-за своей инерционности не успевает защитить элементы схемы, а лишь защищает от перегрузки первичную сеть.
Поэтому управляющее напряжение; подаваемое на базы силовых транзисторов должно быть сформировано таким образом, чтобы сначала надежно закрывался бы один из этих транзисторов, а уже потом открывался бы другой. Другими словами, между управляющими импульсами, подаваемыми на базы силовых транзисторов обязательно должен быть временной сдвиг, не равный нулю ("мертвая зона"). Минимальная допустимая длительность "мертвой зоны" определяется инерционностью применяемых в качестве силовых ключей транзисторов.
Архитектура микросхемы позволяет регулировать величину минимальной длительности "мертвой зоны" с помощью потенциала на выводе 4 микросхемы. Потенциал этот задается с помощью внешнего делителя, подключаемого к шине выходного напряжения внутреннего опорного источника микросхемы Uref.
В некоторых вариантах ИБП такой делитель отсутствует. Это означает, что после завершения процесса плавного пуска (см. ниже) потенциал на выводе 4 микросхемы становится равным 0. В этих случаях минимально возможная длительность "мертвой зоны" все же не станет равной 0, а будет определяться внутренним источником напряжения DA7 (0,1В), который подключен к неинвертирующему входу компаратора DA1 своим положительным полюсом, и к выводу 4 микросхемы - отрицательным. Таким образом, благодаря включению этого источника ширина выходного импульса компаратора DA1, а значит и ширина "мертвой зоны", ни при каких условиях не может стать равной 0, а значит "пробой по стойке" будет принципиально невозможен.
Другими словами, в архитектуру микросхемы заложено ограничение максимальной длительности ее выходного импульса (минимальной длительности "мертвой зоны").
Если имеется делитель, подключенный к выводу 4 микросхемы, то после плавного пуска потенциал этого вывода не равен 0, поэтому ширина выходных импульсов компаратора DA1 определяется не только внутренним источником DA7, но и остаточным (после завершения процесса плавного запуска) потенциалом на выводе 4. Однако при этом, как было сказано выше, сужается динамический диапазон широтной регулировки ШИМ компаратора DA2.
Основные параметры М1114ЕУ3, М1114ЕУ4.
Uпит.микросхемы (вывод 12) - Uпит.min=9В; Uпит.max=40В
Допустимое напряжение на входе DA1, DA2 не более Uпит/2
Допустимые параметры выходных транзисторов Q1, Q2:
Uнас менее 1.3В;
Uкэ менее 40В;
Iк.max менее 250мА
Остаточное напряжение коллектор-эммитер выходных транзисторов не более 1.3В.
I потребляемый микросхемой - 10-12мА
Допустимая мощность рассеивания:
0.8Вт при температуре окр.среды +25С;
0.3Вт при температуре окр.среды +70С.
Частота встроенного опорного генератора не более 100кГц.
Выводы М1114ЕУ4 полностью соответствуют выше перечисленным зарубежным аналогам, а соответствие между выводами М1114ЕУ3 и М1114ЕУ4 представлено ниже.
М1114ЕУ4 -- 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16
М1114ЕУ3 -- 4 5 6 7 8 9 15 10 11 12 13 14 16 1 2 3
Микросхема состоит из ШИМ - контроллера и линейки компараторов, которые отслеживают выходные напряжения и участвуют в формировании сигнала P.G. и согласующего каскада состоящего из трансформатора и транзисторных ключей. В качестве ШИМ - контроллера используется - микросхема ТL494 (ТL493, ТL495) фирмы TEXAS INSTRUMENTS или ее аналог - микросхема МРС494 фирмы NEC. Внешний вид и разводка ножек представлены на рис. 1, а структурная схема ТL494 приведена на рис.2.
Рис. 1
Рис. 2
ИМС будет запускаться в том случае если на 12 ножку подать питающее напряжение в пределах от +7 до 40В. Выводы 1 и 2 - соответственно прямой и инвертирующий входы усилителя ошибки по сигналу обратной связи, вывод 4 - вход регулировки "мертвой зоны" (это время, когда оба выходных транзистора микросхемы закрыты даже при максимальной потребляемой мощности), выводы 5 (Ст) и 6 (Rт) служат для подключения внешних элементов внутреннего генератора пилообразного напряжения, вывод 7 - общий, выводы 8 и 9 - коллектор и эмиттер первого транзистора, выводы 11 и 10 - соответственно коллектор и эмиттер второго транзистора, вывод 12 - напряжение питания, вывод 13 - выбор режима работы (одно- или двухтактный режим работы). Если на этом выводе присутствует положительное напряжение 2,4...5 В (логическая "1" для ТТL - схем) - осуществляется двухтактный режим работы, транзисторы Q1 и Q2 открываются поочередно, выходные импульсы следуют друг относительно друга со сдвигом по фазе. Если на этом выводе напряжение составляет 0...0,4 В (логический "0" для ТТL - схем) - однотактный режим, при этом транзисторы можно включать параллельно для увеличения выходного тока. Вывод 14 - выход опорного напряжения (+5 В) от встроенного стабилизированного источника опорного напряжения, выводы 16 и 15 – соответственно, прямой и инвертирующий входы усилителя ошибки по сигналу ограничения тока. ШИМ - контроллер работает на фиксированной частоте и содержит встроенный генератор пилообразного напряжения, который требует для установки частоты только двух внешних компонентов - резистора Rт, и конденсатора Ст. Частота генерации определяется по формуле:
t=1,1/RтCт
По функциональным узлам, входящим в состав микросхемы, ее можно разбить на аналоговую часть и цифровую.
К аналоговой части относятся усилители ошибок DA 3, DA 1.
- компараторы DA 1, DA 2
- генератор пилообразного напряжения DA 6
- вспомогательные источники DA 5, DA 7, DA 8
Все остальные элементы, в том числе и выходные транзисторы образуют цифровую часть.
Из временных диаграмм приведенных на рис. 3 видно, что моменты появления выходных управляющих импульсов, а также их длительность определяется состоянием выхода логического элемента DD 1.Остальная логика выполняет лишь вспомогательную функцию, разделения выходных импульсов на два канала.Оба транзистора имеют открытые коллекторы и эмиттеры, поэтому их можно подключать двояко. При включении с общим эмиттером выходные импульсы направлены выбросами вниз от положительного уровня.С общим коллектором выбросами вверх.Все остальные импульсы направлены выбросами вверх.Триггер DD 2 является двухтактным динамическим D -триггером.Принцип его работы в следующем.Каждый из выходных импульсов элемента DD 1 своим отрицательным фронтом переключает триггер DD 2 и этим меняет канал прохождения следующего импульса, т. е. исключает появление двух отпирающих импульсов за один период работы.
ЦИФРОВАЯ ЧАСТЬ.
Рассмотрим работу одного периода цифрового тракта (см. рис 3.)Допустим что на одном из выходов DD 2 например Q присутствует логическая единица, а на втором / Q логический ноль, в этом случае на обоих выходах DD 3 будут висеть единицы, следовательно на выходе DD 5 будет логический ноль, т.к. с выхода DD 5 можно получить единицу только в случае если на обоих входах DD 5 будут висеть нули. По этой причине транзистор VT 5 будет закрыт.Состоянием выхода DD 4 будет логический ноль, который приходит на один из входов DD 6 , тем самим обеспечивает возможность прохождения импульса по нижнему каналу.Выходной импульс появится на транзисторе VT 2 во время паузы между выходными импульсами элемента DD 1.(т.е. на время когда на выходе DD 1 присутствует ноль-интервал диаграммы t 1- t 2).Начало следующего выходного импульса элемента DD 1 (момент t 2 диаграммы) не изменит состояние элементов цифрового тракта микросхемы, за исключением элемента DD 6, на выходе которого появится логический ноль, поэтому транзистор VT 2 закроется.Завершение выходного импульса DD1 (моментt3) обусловит изменение состояние выходов DD2 на противоположное. Поэтому поменяется состояние выходов элементов DD3, DD4.Начавшаяся пауза на выходе DD1 обусловит прохождение выходного импульса по верхнему каналу.Таким образом, основная идея работы цифрового тракта заключается в том, что длительность выходного импульса определяется длительностью паузы между выходными импульсами DD1.Если на выход 13 микросхемы подать логическую единицу, то транзисторы VT1и VT2, будут следовать друг относительно друга со сдвигом по фазе на половину периода.Такой режим работы используется в том случае, если работа БП выполнена по двухтактной схеме. Если на ножку 13 подать логический ноль, то элементы микросхемы DD3 и DD4 , будут заблокированы, т.е. состояние их выходов не будет изменятся. Выходные импульсы будут следовать без сдвига по фазе. Такой режим работы используется, в случае если силовая часть блока питания выполнена по однотактной схеме. При такой реализации коллекторы и эмиттеры транзисторов объединены с целью умощнения.В качестве единицы подаваемой на 13 ножку микросхемы обычно подается напряжение с 14 вывода (от источника внутреннего стабилизированного напряжения.)
АНАЛОГОВАЯ ЧАСТЬ.
Состояние выхода DD1 определяется выходным сигналом компаратора ШИМ DA2 диаграмма 4, поступающим на один из входов DD1. Выходной сигнал компаратора DA1 (диаграмма 2) поступающий на один из входов DD1 , не влияет в нормальном режиме работы, т. к. выходной сигнал ШИМ компаратора DA2 более широкий. Кроме того видно что при изменении уровня напряжения на прямом входе компаратора DA 2 , ширина выходных импульсов будет пропорционально изменятся. В нормальном режиме уровень напряжения на входе DA 2 определяется только состоянием усилителя ошибки DA 3 , т.к. оно превышает уровень напряжения DA 4. Поэтому при подаче сигнала обратной связи на 1 первую ножку микросхемы уровень напряжения на входе ШИМ компаратора будет изменятся.Из временных диаграмм следует, что если ширина выходных импульсов DA 2 в силу каких либо причин будет изменятся, то управление будет передано компаратору “мертвой зоны” DA 1. Самим опасным моментом работы микросхемы является тот момент, когда на прямом входе DA 1 висит потенциал равный “0”. А это означает, что управляющие импульсы будут следовать практически друг за другом. Поэтому может возникнуть ситуация под названием “пробой по транзисторной стойке”, ситуация когда один транзистор еще не закрылся, а второй уже открыт. Ток в этом случае минует первичную обмотку силового трансформатора и практически ничем не ограничен. Последствия этой ситуации плачевны, как правило, выход из строя диодного выпрямителя, а также выход из строя силовых ключей инвертора.Поэтому управление должно быть сформировано таким образом, что бы сначала закрывался один из транзисторов, а потом открывался другой. Для этих целей в схему был включен внутренний источник напряжения DA 7 (0.1 В).
Использование микросхем семейства TL494 в преобразователях питания
TL 494 и ее последующие версии - наиболее часто применяемая микросхема для построения двухтактных преобразователей питания.
Настоящий материал - обобщение на тему оригинального техдока Texas Instruments (ищите документ slva001a.pdf на www.ti.com - далее ссылка "TI"), публикаций International Rectifier, http://www.irf.com ("Силовые полупроводниковые приборы International Rectifier", Воронеж, 1999) и Motorola, http://www.onsemi.com, опыта друзей-самодельщиков и самого автора. Следует сразу отметить, что точностные параметры, коэффициент усиления, токи смещения и прочие аналоговые показатели улучшались от ранних серий к более поздним, в тексте - как правило - используются наихудшие, ранних серий параметры. Вкратце, у почтеннейшей микросхемы есть и недостатки, и достоинства.
1. Особенности ИС
Цепи ИОНа и защиты от недонапряжения питания . Схема включается при достижении питанием порога 5.5..7.0 В (типовое значение 6.4В). До этого момента внутренние шины контроля запрещают работу генератора и логической части схемы. Ток холостого хода при напряжении питания +15В (выходные транзисторы отключены) не более 10 мА. ИОН +5В (+4.75..+5.25 В, стабилизация по выходу не хуже +/- 25мВ) обеспечивает вытекающий ток до 10 мА. Умощнять ИОН можно только используя n-p-n-эмиттерный повторитель (см TI стр. 19-20), но на выходе такого "стабилизатора" напряжение будет сильно зависеть от тока нагрузки.
Генератор вырабатывает на времязадающем конденсаторе Сt (вывод 5) пилообразное напряжение 0..+3.0В (амплитуда задана ИОНом) для TL494 Texas Instruments и 0...+2.8В для TL494 Motorola (чего же ждать от других?), соответственно для TI F=1.0/(RtCt), для Моторолы F=1.1/(RtCt).
Допустимы рабочие частоты от 1 до 300 кГц, при этом рекомендованный диапазон Rt = 1...500кОм, Ct=470пФ...10мкФ. При этом типовой температурный дрейф частоты составляет (естественно без учета дрейфа навесных компонентов) +/-3%, а уход частоты в зависимости от напряжения питания - в пределах 0.1% во всем допустимом диапазоне.
Для дистанционного выключения генератора можно внешним ключом замкнуть вход Rt (6) на выход ИОНа, или - замкнуть Ct на землю. Разумеется, сопротивление утечки разомкнутого ключа должно учитываться при выборе Rt, Ct.
Вход контроля фазы покоя (скважности) через компаратор фазы покоя задает необходимую минимальную паузу между импульсами в плечах схемы. Это необходимо как для недопущения сквозного тока в силовых каскадах за пределами ИС, так и для стабильной работы триггера - время переключения цифровой части TL494 составляет 200 нс. Выходной сигнал разрешен тогда, когда пила на Cт превышает напряжение на управляющем входе 4 (DT). На тактовых частотах до 150 кГц при нулевом управляющем напряжении фаза покоя = 3% периода (эквивалентное смещение управляющего сигнала 100..120 мВ), на больших частотах встроенная коррекция расширяет фазу покоя до 200..300 нс.
Используя цепь входа DT, можно задавать фиксированную фазу покоя (R-R делитель), режим мягкого старта (R-C), дистанционное выключение (ключ), а также использовать DT как линейный управляющий вход. Входная цепь собрана на p-n-p-транзисторах, поэтому входной ток (до 1.0 мкА) вытекает из ИС а не втекает в нее. Ток достаточно большой, поэтому следует избегать высокоомных резисторов (не более 100 кОм). На TI, стр. 23 приведен пример защиты от перенапряжения с использованием 3-выводного стабилитрона TL430 (431).
Усилители ошибки - фактически, операционные усилители с Ку=70..95дБ по постоянному напряжению (60 дБ для ранних серий), Ку=1 на 350 кГц. Входные цепи собраны на p-n-p-транзисторах, поэтому входной ток (до 1.0 мкА) вытекает из ИС а не втекает в нее. Ток достаточно большой для ОУ, напряжение смещения тоже (до 10мВ) поэтому следует избегать высокоомных резисторов в управляющих цепях (не более 100 кОм). Зато благодаря использованию p-n-p-входов диапазон входных напряжений - от -0.3В до Vпитания-2В.
Выходы двух усилителей объединены диодным ИЛИ. Тот усилитель, на выходе которого большее напряжение, перехватывает управление логикой. При этом выходной сигнал доступен не порознь, а только с выхода диодного ИЛИ (он же вход компаратора ошибки). Таким образом, только один усилитель может быть замкнут петлей ОС в линейном режиме. Этот усилитель и замыкает главную, линейную ОС по выходному напряжению. Второй усилитель при этом может использоваться как компаратор - например, превышения выходного тока, или как ключ на логический сигнал аварии (перегрев, КЗ и т.п.), дистанционного выключения и пр. Один из входов компаратора привязывается к ИОНу, на втором организуется логическое ИЛИ аварийных сигналов (еще лучше - логическое И сигналов нормальных состояний).
При использовании RC частотнозависимой ОС следует помнить, что выход усилителей - фактически однотактный (последовательный диод!), так что заряжать емкость (вверх) он зарядит, а вниз - разряжать будет долго. Напряжение на этом выходе находится в пределах 0..+3.5В (чуть больше размаха генератора), далее коэффициент напряжения резко падает и примерно при 4.5В на выходе усилители насыщаются. Аналогично, следует избегать низкоомных резисторов в цепи выхода усилителей (петли ОС).
Усилители не предназначены для работы в пределах одного такта рабочей частоты. При задержке распространения сигнала внутри усилителя в 400 нс они для этого слишком медленные, да и логика управления триггером не позволяет (возникали бы побочные импульсы на выходе). В реальных схемах ПН частота среза цепи ОС выбирается порядка 200-10000 Гц.
Триггер и логика управления выходами - При напряжении питания не менее 7В, если напряжение пилы на генераторе больше чем на управляющем входе DT, и если напряжение пилы больше чем на любом из усилителей ошибки (с учетом встроенных порогов и смещений) - разрешается выход схемы. При сбросе генератора из максимума в ноль - выходы отключаются. Триггер с парафазным выходом делит частоту надвое. При логическом 0 на входе 13 (режим выхода) фазы триггера объединяются по ИЛИ и подаются одновременно на оба выхода, при логической 1 - подаются парафазно на каждый выход порознь.
Выходные транзисторы - n-p-n Дарлингтоны со встроенной тепловой защитой (но без защиты по току). Таким образом, минимальное падение напряжение между коллектором (как правило замкнутым на плюсовую шину) и эмитттером (на нагрузке) - 1.5В (типовое при 200 мА), а в схеме с общим эмиттером - чуть лучше, 1.1 В типовое. Предельный выходной ток (при одном открытом транзисторе) ограничен 500 мА, предельная мощность на весь кристалл - 1Вт.
2. Особенности применения
Работа на затвор МДП транзистора. Выходные повторители
При работе на емкостную нагрузку, какой условно является затвор МДП транзистора, выходные транзисторы TL494 включаются эмиттерным повторителем. При ограничении среднего тока в 200 мА схема способна достаточно быстро зарядить затвор, но разрядить его выключенным транзистором невозможно. Разряжать затвор с помощью заземленного резистора - также неудовлетворительно медленно. Ведь напряжение на условной емкости затвора спадает по экспоненте, а для закрытия транзистора затвор надо разрядить от 10В до не более 3В. Ток разряда через резистор будет всегда меньше тока заряда через транзистор (да и греться резистор будет неслабо, и красть ток ключа при ходе вверх).
Вариант А. Цепь разряда через внешний p-n-p транзистор (заимствовано на сайте Шихмана - см. "Блок питания усилителя Jensen"). При зарядке затвора ток, протекающий через диод, запирает внешний p-n-p-транзистор, при выключении выхода ИС - заперт диод, транзистор открывается и разряжает затвор на землю. Минус - работает только на небольшие емкости нагрузки (ограниченные токовым запасом выходного транзистора ИС).
При использовании TL598 (c двухтактным выходом) функция нижнего, разрядного, плеча уже зашита на кристалле. Вариант А в этом случае нецелесообразен.
Вариант Б. Независимый комплементарный повторитель. Так как основная токовая нагрузка отрабатывается внешним транзистором, емкость (ток заряда) нагрузки практически не ограничена. Транзисторы и диоды - любые ВЧ с небольшим напряжением насыщения и Cк, и достаточным запасом по току (1А в импульсе и более). Например, КТ644+646, КТ972+973. "Земля" повторителя должна распаиваться непосредственно рядом с истоком силового ключа. Коллекторы транзисторов повторителя обязательно зашунтировать керамической емкостью (на схеме не показана).
Какую схемы выбрать - зависит прежде всего от характера нагрузки (емкость затвора или заряд переключения), рабочей частоты, временных требований к фронтам импульса. А они (фронты) должны быть как можно быстрее, ведь именно на переходных процессах на МДП ключе рассеивается большая часть тепловых потерь. Рекомендую обратится к публикациям в сборнике International Rectifier для полного анализа задачи, сам же ограничусь примером.
Мощный транзистор - IRFI1010N - имеет справочный полный заряд на затворе Qg=130нКл. Это немало, ведь транзистор имеет исключительно большую площадь канала, чтоб обеспечить предельно низкое сопротивление канала (12 мОм). Именно такие ключи и требуются в 12В преобразователях, где каждый миллиом на счету. Чтоб гарантированно открыть канал, на затворе надо обеспечить Vg=+6В относительно земли, при этом полный заряд затвора Qg(Vg)=60нКл. Чтоб гарантированно разрядить затвор, заряженный до 10В, надо рассосать Qg(Vg)=90нКл.
При тактовой частоте 100 кГц и суммарной скважности 80% каждое плечо работает в режиме 4 мкс открыто - 6 мкс закрыто. Предположим, что длительность каждого фронта импульса должна быть не более 3% открытого состояния, т.е. tф=120 нс. Иначе резко возрастают тепловые потери на ключе. Таким образом, минимально приемлемый средний ток заряда Ig+=60 нКл/120 нс = 0.5А, ток разряда Ig-= 90нКл/120нс=0.75А. И это без учета нелинейного поведения емкостей затвора!
Сопоставляя требуемые токи с предельными для TL494, видно, что ее встроенный транзистор будет работать на предельном токе, и скорее всего не справится со своевременным зарядом затвора, так что выбор делается в пользу комплементарного повторителя. При меньшей рабочей частоте или при меньшей емкости затвора ключа возможен и вариант с разрядником.
2. Реализация защиты по току, мягкого старта, ограничения скважности
Как правило, в роли датчика тока так и просится последовательный резистор в цепи нагрузки. Но он будет красть драгоценные вольты и ватты на выходе преобразователя, да и контролировать только цепи нагрузки, а КЗ в первичных цепях обнаружить не сможет. Решение - индуктивный датчик тока в первичной цепи.
Собственно датчик (трансформатор тока) - миниатюрная тороидальная катушка (внутренний ее диаметр должен, помимо обмотки датчика, свободно пропустить провод первичной обмотки главного силового трансформатора). Сквозь тор пропускаем провод первичной обмотки трансформатора (но не "земляной" провод истока!). Постоянную времени нарастания детектора задаем порядка 3-10 периодов тактовой частоты, спада - в 10 раз более, исходя из тока срабатывания оптрона (порядка 2-10 мА при падении напряжения 1.2-1.6В).
В правой части схемы - два типовых решения для TL494. Делитель Rdt1-Rdt2 задает максимальную скважность (минимальную фазу покоя). Например, при Rdt1=4.7кОм, Rdt2=47 кОм на выходе 4 постоянное напряжение Udt=450мВ, что соответствует фазе покоя 18..22% (в зависимости от серии ИС и рабочей частоты).
При включении питания Css разряжен и потенциал на входе DT равен Vref (+5В). Сss заряжается через Rss (она же Rdt2), плавно опуская потенциал DT до нижнего предела, ограниченного делителем. Это "мягкий старт". При Css=47мкФ и указанных резисторах выходы схемы открываются через 0.1 с после включения, и выходят на рабочую скважность еще в течении 0.3-0.5 с.
В схеме, помимо Rdt1, Rdt2, Css присутствуют две утечки - ток утечки оптрона (не выше 10 мкА при высоких температурах, порядка 0.1-1 мкА при комнатной температуре) и вытекающий из входа DT ток базы входного транзистора ИС. Чтобы эти токи не влияли существенно на точность делителя, Rdt2=Rss выбираем не выше 5 кОм, Rdt1 - не выше 100 кОм.
Разумеется, выбор именно оптрона и цепи DT для управления непринципиален. Возможно и использование усилителя ошибки в режиме компаратора, и блокировка емкости или резистора генератора (например, тем же оптроном) - но это именно выключение, а не плавное ограничение.
Публикация: www.klausmobile.narod.ru, www.cxem.net
Смотрите другие статьи раздела .(не TDA1555, а более серьёзные микросхемы), требуют БП с двухполярным питанием. И сложность тут возникает как раз не в самом УМЗЧ, а устройстве, которое повышало бы напряжение до нужного уровня, передавая хороший ток в нагрузку. Этот преобразователь является самой тяжелой частью самодельного автоусилителя. Однако при выполнении всех рекомендаций, вы сможете по данной схеме собрать проверенный ПН, схема которого приведена ниже. Чтоб увеличить - клац по ней.
Основа преобразователя - генератор импульсов построенный на специализированной распространённой микросхеме. Частота генерации задаётся номиналом резистора R3. Можно изменить её, добиваясь наилучшей стабильности работы и КПД. Рассмотрим подробнее устройство управляющей микросхемы TL494.
Параметры микросхемы TL494
Uпит.микросхемы (вывод 12) - Uпит.min=9В; Uпит.max=40В
Допустимое напряжение на входе DA1, DA2 не более Uпит/2
Допустимые параметры выходных транзисторов Q1, Q2:
Uнас менее 1.3В;
Uкэ менее 40В;
Iк.max менее 250мА
Остаточное напряжение коллектор-эммитер выходных транзисторов не более 1.3В.
I потребляемый микросхемой - 10-12мА
Допустимая мощность рассеивания:
0.8Вт при температуре окр.среды +25С;
0.3Вт при температуре окр.среды +70С.
Частота встроенного опорного генератора не более 100кГц.
- генератор пилообразного напряжения DA6; частота определяется номиналами резистора и конденсатора, подключенных к 5-му и 6-му выводам;
- источник опорного стабилизированного напряжения DA5 с внешним выходом (вывод 14);
- усилитель ошибки по напряжению DA3;
- усилитель ошибки по сигналу ограничения тока DA4;
- два выходных транзистора VT1 и VT2 с открытыми коллекторами и эмиттерами;
- компаратор "мертвой зоны" DA1;
- компаратор ШИМ DA2;
- динамический двухтактный D-триггер в режиме деления частоты на 2 - DD2;
- вспомогательные логические элементы DD1 (2-ИЛИ), DD3 (2-Й), DD4 (2-Й), DD5 (2-ИЛИ-НЕ), DD6 (2-ИЛИ-НЕ), DD7 (НЕ);
- источник постоянного напряжения с номиналом 0.1B DA7;
- источник постоянного тока с номиналом 0,7мА DA8.
Раскачивают нагрузку (силовой трансформатор) полевые транзисторы IRFZ44N. Дроссель L1 намотан на феритовом кольце диаметром 2 см из компьютерного блока питания. Он содержит 10 витков сдвоенным проводом диаметром 1 мм которые распределены по всему кольцу. Если у вас нет кольца, его можно намотать на феритовом стержне диаметром 8 мм и длиной пару сантиметров (не критично). Рисунок платы в Lay формате - скачайте в .
Предупреждаем , от правильного изготовление трансформатора сильно зависит роботоспособность блока преобразователя. Он мотается на феритовом кольце марки 2000НМ размерами 40*25*11 мм. Сначала нужно напильником закруглить все грани, обмотать его полотняной изолентой. Первичная обмотка намотана жгутом который состоит из 5 жил толщиной 0,7мм и содержит 2*6 витков, то есть 12. Мотается она так: берем одну жилу и мотаем ею 6 витков равномерно распределенных по кольцу, потом следующую мотаем вплотну к первой и так все 5 жил. На выводах жилы скручиваются. Потом на свободной от проводов части кольца начинаем мотать вторую половину первичной обмотки таким же образом. Получаем две равноценных обмотки. После этого обматываем кольцо изолентой и мотаем вторичную обмотку проводом 1,5мм 2*18 витков так же как и первичку. Чтобы при первом пуске ничего не сгорело, надо включать через резисторы Ом на 100 в каждом плече, а первичку трансформатора через лампу на 40-60 Ватт и все будет гуд даже при случайных ошибках. Небольшое дополнение: в схеме блока фильтров есть небольшой дефект, детали с19 r22 следует поменять местами, так как при вращении фазы на осциллографе появляется затухание амплитуды сигнала. В общем этот повышающий преобразователь напряжения можно смело рекомендовать для повторения, так как успешно собран он был уже многими радиолюбителями.
ИМПУЛЬСНЫЙ БЛОК ПИТАНИЯ НА TL494 И IR2110
В основу большинства автомобильных и сетевых преобразователей
напряжения положен специализированный контроллер TL494 и поскольку
он главный, было бы не справедливо вкратце не рассказать о
принципе его работы.
Контрллер TL494 представляет из себя пластиковый
корпус DIP16 (есть варианты и в планарном корпусе, но в данных
конструкциях он не используется). Функциональная схема контроллера
приведена на рис.1.
Рисунок 1 - Структурная схема микросхемы TL494.
Как видно из рисунка у микросхемы TL494 очень развиты цепи управления, что позволяет на ее базе
строить преобразователи практически под любые требования, но вначале несколько слов о функциональных узлах
контроллера.
Цепи ИОНа и защиты от недонапряжения питания.
Схема включается
при достижении питанием порога 5.5..7.0 В (типовое значение 6.4В). До этого момента внутренние шины контроля
запрещают работу генератора и логической части схемы. Ток холостого хода при напряжении питания +15В (выходные
транзисторы отключены) не более 10 мА. ИОН +5В (+4.75..+5.25 В, стабилизация по выходу не хуже +/- 25мВ)
обеспечивает вытекающий ток до 10 мА. Умощнять ИОН можно только используя npn-эмиттерный повторитель (см
TI стр. 19-20), но на выходе такого "стабилизатора" напряжение будет сильно зависеть от тока
нагрузки.
Генератор
вырабатывает на времязадающем конденсаторе Сt
(вывод 5) пилообразное напряжение 0..+3.0В (амплитуда задана ИОНом) для TL494 Texas Instruments и 0...+2.8В
для TL494 Motorola (чего же ждать от других?), соответственно для TI F=1.0/(RtCt), для Моторолы F=1.1/(RtCt).
Допустимы рабочие частоты
от 1 до 300 кГц, при этом рекомендованный
диапазон Rt = 1...500кОм, Ct=470пФ...10мкФ. При этом типовой температурный дрейф частоты составляет (естественно
без учета дрейфа навесных компонентов) +/-3%, а уход частоты в зависимости от напряжения питания - в пределах
0.1% во всем допустимом диапазоне.
Для дистанционного выключения
генератора можно внешним
ключом замкнуть вход Rt (6) на выход ИОНа, или - замкнуть Ct на землю. Разумеется, сопротивление утечки
разомкнутого ключа должно учитываться при выборе Rt, Ct.
Вход контроля фазы покоя
(скважности) через компаратор
фазы покоя задает необходимую минимальную паузу между импульсами в плечах схемы. Это необходимо как для
недопущения сквозного тока в силовых каскадах за пределами ИС, так и для стабильной работы триггера -
время переключения цифровой части TL494 составляет 200 нс. Выходной сигнал разрешен тогда, когда пила
на Cт превышает напряжение на управляющем входе 4 (DT). На тактовых частотах до 150 кГц при нулевом управляющем
напряжении фаза покоя = 3% периода (эквивалентное смещение управляющего сигнала 100..120 мВ), на больших
частотах встроенная коррекция расширяет фазу покоя до 200..300 нс.
Используя цепь входа DT, можно задавать фиксированную фазу покоя (R-R делитель), режим мягкого
старта (R-C), дистанционное выключение (ключ), а также использовать DT как линейный управляющий вход.
Входная цепь собрана на pnp-транзисторах, поэтому входной ток (до 1.0 мкА) вытекает из ИС а не втекает
в нее. Ток достаточно большой, поэтому следует избегать высокоомных резисторов (не более 100 кОм). На
TI, стр. 23 приведен пример защиты от перенапряжения с использованием 3-выводного стабилитрона TL430 (431).
Усилители ошибки
- фактически, операционные усилители
с Ку=70..95дБ по постоянному напряжению (60 дБ для ранних серий), Ку=1 на 350 кГц. Входные цепи собраны
на pnp-транзисторах, поэтому входной ток (до 1.0 мкА) вытекает из ИС а не втекает в нее. Ток достаточно
большой для ОУ, напряжение смещения тоже (до 10мВ) поэтому следует избегать высокоомных резисторов в управляющих
цепях (не более 100 кОм). Зато благодаря использованию pnp-входов диапазон входных напряжений - от -0.3В
до Vпитания-2В
При использовании RC частотнозависимой ОС следует помнить,
что выход усилителей - фактически однотактный (последовательный диод!), так что заряжать емкость (вверх)
он зарядит, а вниз - разряжать будет долго. Напряжение на этом выходе находится в пределах 0..+3.5В (чуть
больше размаха генератора), далее коэффициент напряжения резко падает и примерно при 4.5В на выходе усилители
насыщаются. Аналогично, следует избегать низкоомных резисторов в цепи выхода усилителей (петли ОС).
Усилители не предназначены для работы в пределах одного
такта рабочей частоты. При задержке распространения сигнала внутри усилителя в 400 нс они для этого слишком
медленные, да и логика управления триггером не позволяет (возникали бы побочные импульсы на выходе). В
реальных схемах ПН частота среза цепи ОС выбирается порядка 200-10000 Гц.
Триггер и логика управления выходами
- При напряжении питания не менее 7В, если напряжение пилы на генераторе больше чем на управляющем входе
DT, и если напряжение пилы больше чем на любом из усилителей ошибки (с учетом встроенных порогов и смещений)
- разрешается выход схемы. При сбросе генератора из максимума в ноль - выходы отключаются. Триггер с парафазным
выходом делит частоту надвое. При логическом 0 на входе 13 (режим выхода) фазы триггера объединяются по
ИЛИ и подаются одновременно на оба выхода, при логической 1 - подаются парафазно на каждый выход порознь.
Выходные транзисторы
- npn Дарлингтоны со встроенной тепловой
защитой (но без защиты по току). Таким образом, минимальное падение напряжение между коллектором (как
правило замкнутым на плюсовую шину) и эмитттером (на нагрузке) - 1.5В (типовое при 200 мА), а в схеме
с общим эмиттером - чуть лучше, 1.1 В типовое. Предельный выходной ток (при одном открытом транзисторе)
ограничен 500 мА, предельная мощность на весь кристалл - 1Вт.
Импульсные блоки питания постепенно вытесняют
своих традиционных сородичей и в звукотехнике, поскольку и
экономически и габаритно выглядят заметно привлекательней.
Тот же фактор, что импульсные блоки питания вносят свою не
малую лепку искажения усилителя, а именно появления дополнительных
призвуковуже теряет свою актуальность в основном по двух причинам
- современная элементная база позволяет конструировать преобразователи
с частотой преобразования значительно выше 40 кГц, следовательно
вносимые источником питания модуляции питания будут находиться
уже в ультразвуке. Кроме этого более высокую частоту по питанию
гораздо легче отфильтровать и использование двух Г-образных
LC фильтров по цепям питания уже достаточно сглаживают пульсации
на этих частотах.
Конечно же есть и ложка дегтя в этой бочке меда
- разница в цене между типовым источником питания для усилителя
мощности и импульсным становиться более заметной при увеличении
мощности этого блока, т.е. чем мощней блок питания, тем больше
он выгодней по отношению к своему типовому аналогу.
И это еще не все. Используя импульсные источники
питания необходимо придерживаться правил монтажа высокочастотных
устройств, а именно использование дополнительных экранов,
подачи на теплоотводы силовой части общего провода, а так
же правильной разводке земли и подключения экранирующих оплеток
и проводников.
После небольшого лирического отступления об
особеностях импульсных блоков питания для усилителей мощности
собсвенно принципиальная схема источника питания на 400Вт:
Рисунок 1. Принципиальная схема импульсного блока питания
для усилителей мощности до 400 Вт
УВЕЛИЧИТЬ В ХОРОШЕМ КАЧЕСТВЕ
Управляющим контроллером в данном блоке питания
служит TL494. Разумеется, что есть и более современные микросхемы
для выполнения этой задачи, однако мы используем именно этот
контроллер по двум причинам - его ОЧЕНЬ легко приобрести.
Довольно продолжительное время в изготавливаемых блоках питания использовались TL494 фирмы Texas Instruments
проблем по качеству обнаружено не было. Усилитель ошибки охвачен ООС,
позволяющей добиться довольно большого коф. стабилизации (отношение
резисторов R4 и R6).
После контроллера TL494 стоит полумостовой драйвер
IR2110, который собственно и управляет затворами силовых транзисторов.
Исполльзование драйвера позволило отказаться от согласующего
трансформатора, широко используемого в комьютерных блоках
питания. Драйвер IR2110 нагружен на затворы через ускоряющие
закрытие полевиков цепочки R24-VD4 и R25-VD5.
Силовые ключи VT2 и VT3 работают на первичную
обмотки силового трансформатора. Средняя точка, необходимая
для получения переменного напряжения в первичной обмотке трансформатора
формируется элементами R30-C26 и R31-C27.
Несколько слов об алгоритме работы импульсного блока питания на TL494:
В момент подачи сетевого напряжения 220 В емкости
фильтров первичного питания С15 и С16 заражаются через резисторы
R8 и R11, что не позволяет перегрузиться диолному мосту VD
током короткого замыканияполностью разряженных С15 и С16.
Одновременно происходит зарядка конденсаторов С1, С3, С6,
С19 через линейку резисторов R16, R18, R20 и R22, стабилизатор
7815 и резистор R21.
Как только величина напряжения на конденсаторе
С6 достигнет 12 В стабилитрон VD1 "пробивается"
и через него начинает течть ток заряжая конденсатор C18 и
как только на плюсовом выводе этого конденсатора будет достигнута
величина достаточная для открытия тиристора VS2 он откроется.
Это повлечет включение реле К1, которое своими кнтактами зашунтирует
токоограничивающие резисторы R8 и R11.Кроме этого открывшийся
тиристор VS2 откроет транзистор VT1 и на контроллер TL494
и полумостовой драйвер IR2110. Контроллер начнет режим мягкого
старта, длительность которого зависит от номиналов R7 и C13.
Во время мягкого старта длительность импульсов,
открывающих силовые транзисторы увеличиваются постепенно,
тем самым постепенно заряжая конденсаторы вторичного питания
и ограничивая ток через выпрямительные диоды. Длительность
увеличивается до тех пор, пока величина вторичного питания
не станет достаточной для открытия светодиода оптрона IC1.
Как только яркость светодиода оптрона станет достаточной для
открытия транзистора длительность импульсов перестанет увеличиваться
(рисунок 2).
Рисунок 2. Режим мягкого старта.
Тут следует отметить, что длительность мягкого
старта ограничена, поскольку проходящего через резисторы R16,
R18, R20, R22 тока не достаточно для питания контроллера TL494, драйвера IR2110 и включившейся обмотки рел - напряжение питания этих микросхем начнет
уменьшаться и вскоре уменьшиться до величины, при которой
TL494 перестанет вырабатывать импульсы управления. И именно
до этого момента режим мягкого старта должен быть окончен
и преобразователь должен выйти на нормальный режим работы,
поскольку основное питание контроллер TL494 и дрейвер IR2110
получают от силового трансформатора (VD9, VD10 - выпрямитель
со средней точкой, R23-C1-C3 - RC фильтр, IC3 - стабилизатор
на 15 В) и именно поэтому конденсаторы C1, C3, C6, C19 имеют
такие большие номиналы - они должны удерживать величину питания
контроллера до выхода его на обычный режим работы.
Стабилизацию выходного напряжения TL494 осуществляет
путем изменения длительности импульсов управления силовыми
транзисторами при неизменной частоте - Ш
иротно И
мпульсная М
одуляция
- ШИМ
. Это возможно лишь при условии,
когда величина вторичного напряжения силового трансформатора
выше требуемой на выходе стабилизатора минимум на 30%, но
не более 60%.
Рисунок 3. Принцип работы ШИМ стабилизатора.
При увеличении нагрузки выходное напряжение
начинает уменьшаться, светодиод оптрона IС1 начинает светиться
меньше, транзистор оптрона закрывается, уменьшая напряжение на усилителе ошибки и тем самым увеличивая
длительность импульсов управления до тех пор, пока действующее
напряжение не достигнет величины стабилизации (рисунок 3).
При уменьшении нагрузки напряжение начнет увеличиваться, светодиод
оптрона IC1 начнет светиться ярче, тем самым открывая транзистор
и уменьшая длительность управляющих импульсов до тех пор, пока
величина действующего значения выходного напряжения не уменьшиться
до стабилизируемой величины. Величину стабилизируемого напряжения
регулируют подстроечным резистором R26.
Следует отметить, что контроллером TL494 регулируется
не длительность каждого импульса в зависимости от выходного
напряжения, а лишь среднее значение, т.е. измерительная часть
имеет некотрую инерционость. Однако даже при установленных
конденсаторах во вторичном питании емкостью 2200 мкФ провалы
питания при пиковых кратковременных нагрузках не превышают
5 %, что вполне приемлемо для аппаратуры HI-FI класса. Мы
же обычно ставим конденсаторы во вторичном питании 4700 мкФ,
что дает уверенный запас на пиковые значения, а использование
дросселя групповой стабилизации позволяет контролировать все
4 выходных силовых напряжения.
Данный импульсный блок питания оснащен защитой
от перегрузки, измерительным элементом которой служит трансформатор
тока TV1. Как только ток достигнет критической величины открывается
тиристор VS1 и зашунитрует питание оконечного каскада контроллера.
Импульсы управления исчезают и блок питания переходит в дежурный
режим, в котором может находиться довольно долго, поскольку
тиристор VS2 продолжает оставаться открытым - тока протекающего
через резисторы R16, R18, R20 и R22 хватает для удержание
его в открытом состоянии. Как расчитать транформатор тока .
Для вывода блока питания из дежурного режима
необходимо нажать кнопку SA3, которая своим контактами зашунтирует
тиристор VS2, ток через него перестанет течь и он закроется.
Как только контакты SA3 разомкнуться транзистор VT1 закроется
тме самы снимая питания с контроллера и драйвера. Таким образом
схема управления перейдет в режим минимального потребления
- тиристор VS2 закрыт, следовательно реле К1 выключено, транзистор
VT1 закрыт, следовательно контроллер и драйвер обесточены.
Конденсаторы С1, С3, С6 и С19 начинают заряжаться и как только
напряжение достигнет 12 В откроется тиристор VS2 и произойдет
запуск импульсного блока питания.
При необходимости перевести блок питания в дежурный
режим можно воспользоваться кнопкой SA2, при нажатии на которую
будут соеденены база и эмиттер транзистора VT1. Транзистор
закроется и обесточит контроллер и драйвер. Импульсы управления
исчезнут, исчезнут и вторичные напряжения. Однако питание
не будет снято с реле К1 и повторного запука преобразователя
не произойдет.
Данная схемотехника позволяет собрать источники питания от 300-400 Вт до 2000Вт, разумеется, что некоторые элементы схемы придется заменить, поскольку по своим параметрам они просто не выдержат больших нагрузок.
При сборке более мощных вариантов следует обратить внимание на конденсаторы слаживающих фильтров первичного питания С15 и С16. Суммарная емкость этих конденсатоов должна быть пропорционалаьная мощности блока питания и соответствовать пропорции 1 Вт выходной мощности преобразователя напряжения соответствует 1 мкФ емкости конденсатора фильтра первичного питания. Другими словами, если мощность блока питания составляет 400 Вт, то должно использоваться 2 конденсатора по 220 мкФ, если мощность 1000 Вт, то необходимо устанавливать 2 конденсатора по 470 мкФ или два по 680 мкФ.
Данное требование имеет две цели. Во первых снижаются пульсации первичного напряжение питания, что облегчает стабилицацию выходного напряжения. Во вторых использование двух конденсаторов вместо одного облегчает работу самого конденсатора, поскольку электролитические конденсаторы серии ТК гораздо легче достать, а они не совсем предназначены для использования в высокочастотных блоках питания - слишком велико внутренне сопроивление и на больших частотах эти конденсаторы будут греться. Используя два штуки снижается внутреннее сопротивление, а возникающий нагрев делится уже между двумя конденсаторами.
При использовании в качестве силовых транзисторов IRF740, IRF840, STP10NK60 и им аналогичных (подробнее о наиболее часто используемых в сетевых преобразователях транзисторах смотри таблицу внизу страницы) от диодов VD4 и VD5 можно отказаться вообще, а номиналы резисторов R24 и R25 уменьшить до 22 Ом - мощности драйвера IR2110 вполне хватит для управления этими транзисторами. Если же собирается более мощный импульсный блок питания, то потребуются и более мощные транзисторы. Внимание следует обращать и на максимальный ток транзистора и на его мощность рассеивания - импульсные стабилизированные блоки питания весьма чувствительны к правильности поставлееного снабера и без него силовые транзисторы греются сильнее поскольку через установленные в транзисторах диоды начинают протекать токи образовавшиеся из за самоиндукции. Подробнее о выборе снабера .
Так же не малую лепту в нагрев вносит увеличивающееся без снабера время закрытия - транзистор дольше находится в линейном режиме.
Довольно часто забывают еще об одной особенности полевых транзисторов - с увеличением температуры их максимальный ток снижается, причем довольно сильно. Исходя из этого при выборе силовых транзисторов для импульсных блоков питания следует иметь минимум двухкратный запас по максимальному току для блоков питания усилителей мощности и трехкратный для устройств работающих на большую не меняющуюся нагрузку, например индукционную плавильню или декоративное освещение, запитку низковольтного электроинструмента.
Стабилизация выходного напряжения осуществляется за счет дросселя групповой стабилизации L1 (ДГС). Следует обратить внимание на направление обмоток данного дросселя. Количество витков должно быть пропорционально выходным напряжениям. Разумеется, что есть формулы для расчета данного моточного узла, однако опыт показал, что габаритная мощность сердечника для ДГС должна составлять 20-25% от габаритной мощности силового трансформатора. Мотать можно до заполнения окна примерно на 2/3, не забывая, что если выходные напряжения разные, то обмотка с более высоким напряжением должна быть пропорциоанально больше, например нужно два двуполярных напряжения, одно на ±35 В, а второе для питания сабвуфера с напряжением ±50 В.
Мотаем ДГС сразу в четыре провода до заполнения 2/3 окна считая витки. Диаметр расчитывается исходя из напряженности тока 3-4 А/мм2
. Допустим у нас получилось 22 витка, составляем пропорцию:
22 витка / 35 В = Х витков / 50 В.
Х витков = 22 × 50 / 35 = 31,4 ≈ 31 виток
Далее обрезам два провода для ±35 В и доматываем еще 9 витков для напряжения ±50.
ВНИМАНИЕ!
Помните, что качество стабилизации напрямую зависит от того как быстро будет изменяться напряжение к кторому подключен диод оптрона. Для улучшения коф стаилизации имеет смысл подключить дополнительную нагрузку к каждому напряжению в виде резисторов на 2 Вт и споротивлением 3,3 кОм. Нагрузочный резистор подключенный к напряжению, контролируемому оптроном должен быть меньше в 1,7...2,2 раза.
Моточные данные данные для сетевых импульсных
источников питания на ферритовых кольцах проницаемостью 2000НМ
сведены в таблицу 1.
МОТОЧНЫЕ ДАННЫЕ
ДЛЯ ИМПУЛЬСНЫХ ТРАНСФОРМАТОРОВ
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
Однако марку феррита узнать получается далеко не всегда, особенно если это феррит от строчных трансформаторов телевизоров. Выйти из ситуации можно выяснив количество витков опытным путем. Более подробно об этов в видео:
Используя приведенную выше схемотехнику импульсного блока питания были разработаны и опробованы несколько подмодификаций, предназначенные для решени той или иной задачи на различные мощности. Чертежи печатных платах этих блоков питания приведены ниже.
Печатная плата для импульсного стабилизированного
блока питания мощностью до 1200...1500 Вт. Размер платы 269х130
mm. По сути это более усовершенствованный вариант предыдущей
печатной платы. Отличается наличием дросселя групповой стабилизации
позволяющим контролировать величену всех силовых напряжений,
а так же дополнительным LC фильтром. Имеет управление вентилятором
и защиту от перегрузки. Выходные напряжения состоят из двух
двуполярных силовых источника и одного двуполярного слаботочного,
предназначенного для питания предварительных каскадов.
Внешний вид печатной платы блока питания до 1500 Вт. СКАЧАТЬ В ФОРМАТЕ LAY
Стабилизированный импульсный сетевой блок питания мощностью до 1500...1800 Вт может быть выполне на печатной плате размером 272х100 mm. Блок питания расчитан под силовой трансформатор выполненный на кольцах К45 и расположенный горизонтально. Имеет два силовых двуполярных источника, которые могут объединиться в один источник для питания усилителя с двухуровневым питанием и один двуполярный слаботочный, для предварительных каскадов.
Печатная плата импульсного блока питания до 1800 Вт. СКАЧАТЬ В ФОРМАТЕ
LAY
Этот блок питания может использоваться для питания от сети автомобильной аппаратуры большой мощности, например мощных автомобильных усилителей, автомобильных кондиционеров. Размеры платы 188х123. Используемые выпрямительные диоды Шотки паралеляться перемычками и выходной ток может достигать 120 А при напряжениии 14 В. Кроме этого блок питания может выдавать двуполярное напряжение с нагрузочной способностью до 1 А (больше не позволяют установленные интегральные стабилизаторы напряжения). Силовой трансформатор выполнен на кольца К45, фильтрующий дроссель силового напряжения на да двух кольцах К40х25х11. Встроена защита от перегрузки.
Внешний вид печатной платы блока питания для автомобильной
аппаратуры СКАЧАТЬ
В ФОРМАТЕ LAY
Блок питания до 2000 Вт вы полнены на двух платах размером 275х99, расположенных друг над другом. Напряжение контролируется по одному напряжению. Имеет защиту от перегрузки. В файле имеются насколько вариантов "второго этажа" для двух двуполярных напряжений, для двух однополярных напряжений, для напряжений необходимых для двух и трех уровневых напряжений. Силовой трансформатор расположен горизонтально и выполнен на кольцах К45.
Внешний вид "двухэтажного" блока питания СКАЧАТЬ
В ФОРМАТЕ LAY
Блок питания с двумя двуполярными напряжениями или одним для двухуровневого усилителя выполнен на плате размером 277х154. Имет дроссель групповой стабилизации, защиту от перегрузки. Силовой трансформатора на кольцах К45 и расположен горизонтально. Мощность до 2000 Вт.
Внешний вид печатной платы СКАЧАТЬ
В ФОРМАТЕ LAY
Практически такой же блок питания, что и выше, но имеет одно двуполярное выходное напряжение.
Внешний вид печатной платы СКАЧАТЬ
В ФОРМАТЕ LAY
Импульсный блок питания имеет два силовых двуполярных стабилизированных напряжения и одно двуполярное слаботочное. Оснащен управлением вентилятора и зашитой от перегрузки. Имеет дроссель групповой стабилизации и дополнительные LC фильтры. Мощность до 2000...2400 Вт. Плата имеет размеры 278х146 mm
Внешний вид печатной платы СКАЧАТЬ
В ФОРМАТЕ LAY
Печатная плата импульсного блока питания для усилителя мощности с двухуровневыми питанием размером 284х184 mm имеет дроссель групповой стабилизации и дополнительные LC фиьтры, защиту от перегрузки и управление вентилятором. Отличительной чертой является использование дискретных транзисторов для ускорения закрытия силовых транзисторов. Мощность до 2500...2800 Вт.
с двухуровневым
питанием СКАЧАТЬ
В ФОРМАТЕ LAY
Несколько измененный вариант предыдущей печатной платы с двумя двуполярными напряжениями. Размер 285х172. Мощность до 3000 Вт.
Внешний вид печатной платы блока питания для усилителя СКАЧАТЬ
В ФОРМАТЕ LAY
Мостовой сетевой импульсный блок питания мощностью до 4000...4500 Вт выполнен на печатной плате размером 269х198 mm Имеет два двуполярных силовых напряжения, управление вентилятором и защиту от перегрузки. Использует дроссель групповой стабилизации. Желательно использование выносных дополнительных Lфильтров вторичного питания.
Внешний вид печатной платы блока питания для усилителя СКАЧАТЬ
В ФОРМАТЕ LAY
Места под ферриты на платах гораздо больше, чем могло бы быть. Дело в том, что далеко не всегда быват необходитьмость уходить за пределы звукового диапазона. Поэтому и предусмотрены дополнительные площади на платах. На всякий случай небольшая подборка справочных данных по силовым транзисторам и ссылки, где бы их стал покупать я. Кстати сказать уже не единожды заказывал и TL494 и IR2110, и конечно же силовые транзисторы. Брал правда далеко не весь ассортимент, однако брака пока не попадалось.
ПОПУЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ ДЛЯ ИМПУЛЬСНЫХ ИСТОЧНИКОВ ПИТАНИЯ |
|||||||
НАИМЕН-НИЕ |
НАПРЯЖЕНИЕ |
МОЩНОСТЬ |
ЕМКОСТЬ |
Qg |
|||
